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（その後）
我がＮｏ－１６８ＭＣプリアンプ。
あれから殆ど変化はない。が、唯一イコライザーアンプ初段の定電流回路を２ＳＫ２４６ＢＬの自己バイアス型に変更してある。
ＨＺ６Ｃ２と２ＳＣ１４００による定電流回路ではハムがどうにも消せなかったのだが、２ＳＫ２４６の自己バイアス型にしてみたところこれが許容範囲内（＝ホワイトノイズ以下）に沈んだためである。
ということは、ＨＺ６Ｃ２と２ＳＣ１４００による定電流回路ではＨＺ６Ｃ２がハムの進入経路となった、ということだろうか。ハイゲインのＭＣプリの初段だからであろう。
が、Ｋ先生の新単行本登載の半導体プリアンプでは相変わらずＨＺ６Ｃ２と２ＳＣ１７７５Ａによるこの型式の定電流回路が踏襲されている。
う～ん。製作技術の差？（＾＾；
Ｎｏ－１６８のオリジナルにはない我が２段目トランジスタバージョンのＣＤラインアンプ。
この３月７日に発行された“音楽を愛する電子回路 オーディオＤＣアンプ製作のすべて 上巻”登載の“高出力ＭＣプリアンプ”になにげに示されているＫ先生の余りに見事な巧みの技を目の当たりにし、結果、こうなったのである。
２段目にトランジスタを起用してＣＤラインアンプを作りたい、という場合は、“高出力ＭＣプリアンプ”のフラットアンプ部をそっくりそのまま活用するのが最も妥当だ。
そのゲイン配分、定数設定等の各部の設定はＫ先生により何一つ変更出来ない完成度に高められていると思われるからである。
証左が下の表である。
これはＰＳｐｉｃｅ（評価版）で各フラットアンプ回路をシミュレートし、各アンプにおける負荷１ＫΩ、２１ＫΩ、５１ＫΩ時のオープンゲインの差について、理論値との乖離を見たものである。
勿論、乖離は小さい方が理想に近い。終段に５極管特性の素子を起用した完全対称型アンプでは、この乖離が少ないほどに２段目差動アンプや終段の対称動作が理想的になされている、ということになるのである。
表の一番上が“高出力ＭＣプリ”のフラットアンプ（カスコードなし）である。その下に、Ｎｏ－１６８のＴＲ＋ＦＥＴのＣＤラインアンプ、２段目にＴＲを起用した改良前の我がＮｏ－１６８ＴＲＣＤラインアンプ、そして改良前の我がＮｏ－１２８（？）ＭＣプリのフラットアンプのカスコードなしとありの場合が載っているのだが、恐れ入ることには、“高出力ＭＣプリ”のフラットアンプはカスコードがない状態でこれらアンプのカスコードありの場合より優れた結果なのである。
Ｋ先生のこの魔法と思えるほどの絶妙なセッティングには全く脱帽だ。
「一部だけ高性能にしてもしょうがなかろうにと・・・。詰めが甘い・・・」 と天の声。 はっ。ｍ（＿＿）ｍ
機 種 電圧利得
（ｄｂ）電圧利得差 理論値
との乖離電圧利得差 理論値
との乖離負荷１ＫΩ 負荷21ＫΩ 負荷51ＫΩ 21KΩ－１KΩ 51KΩ－１KΩ 理論値＝ 26.4 理論値＝ 34.2 高出力MC ｶｽｺｰﾄﾞなし 37.2 61.1 66.0 23.9 -2.5 28.8 -5.4 ｶｽｺｰﾄﾞあり 37.1 62.0 67.1 24.9 -1.5 30.0 -4.2 168FET FA ｶｽｺｰﾄﾞなし 44.4 66.2 70.0 21.8 -4.6 25.6 -8.6 ｶｽｺｰﾄﾞあり 44.9 68.2 72.5 23.3 -3.1 27.6 -6.6 168TR FA ｶｽｺｰﾄﾞなし 51.7 72.6 75.7 20.9 -5.5 24.0 -10.2 ｶｽｺｰﾄﾞあり 51.8 75.0 79.5 23.2 -3.2 27.7 -6.5 128(?) FA ｶｽｺｰﾄﾞなし 46.2 67.0 69.8 20.8 -5.6 23.6 -10.6 ｶｽｺｰﾄﾞあり 46.4 68.7 72.4 22.3 -4.1 26 -8.2 128(?)FA 改良後 ｶｽｺｰﾄﾞなし 41.9 64.4 68.2 22.5 -3.9 26.3 -7.9 168TR FA 改良後 ｶｽｺｰﾄﾞあり 41.4 65.8 70.9 24.2 -2.0 29.5 -4.7
結果、すでに我がＮｏ－１２８（？）完全対称型プリアンプのフラットアンプについては、Ｋ先生の絶妙なセッティングの技を盗み改良を施した。
それにより、表の下から２番目にあるとおり、改良後はカスコードなしのままで、改良前の回路定数でカスコードありとした場合を上回る数値が得られるものになったのである。
音もあらゆる面で良くなった。のは、数値が理想に近くなるほどに動作の対称性も理想的になるのだから当然だろう。
そこでこの２段目にトランジスタを起用した我がＮｏ－１６８ＴＲバージョンＣＤラインアンプである。
これは最初２段目にはカスコードを付けないで作り、結果、オリジナルのＦＥＴ＋ＴＲのラインアンプに比較して音的に優位性を感じることが出来ず、結局、２段目にカスコードを付けて作り直してようやくオリジナルＣＤラインアンプより良さげなものになった、という経緯は先に書いたとおりだ。
シミュレーション結果は案外その理由を端的に示しているのかもしれないのだが、残念ながらこの点ではこのカスコードを付けたＴＲバージョンＣＤラインアンプも、カスコードのない“高出力ＭＣプリアンプ”のフラットアンプに未だ及ばない、ということが示されている。
ではどうするか。
実は２段目にカスコードを付加した今の回路構成のまま、定数だけを“高出力ＭＣプリ”のものに入れ替えることを考えた。多分我がＴＲバージョンＣＤラインアンプの改良としては最も妥当なものだろう。上の表の“高出力ＭＣプリ”のカスコードありの場合のシミュレーション結果はそれを予言している。
が、ない・・・ススムが（＾＾； １．２ＫΩも５６０Ωももう切れちゃっているのである。
ニッコームでもまあ良いわけだが、他は折角ススムだしなぁ・・・、ということでまたしてもＫ先生の技のエッセンスを盗んで手持ちのススムで可能な回路定数による改良を施すことにしたのである。
結果が上の回路である。
その成果が表の一番下となっている。
これでようやくＫ先生のカスコードなしの“高出力ＭＣプリ”を上回るものとなったのだ。
２段目にカスコードを付加した面目がようやく確保できたというものである。（＾＾）
さて、これで位相補正に問題はないだろうか？
そこで、例の如く負荷１ＫΩ、２ＫΩ、４ＫΩ、８ＫΩ、１６ＫΩ、３２ＫΩ、６４ＫΩの場合のオープン電圧利得＆位相特性のシミュレーション。
まずは従前の回路。
ちょっと、全体的にゲインが高すぎたのかもしれない。位相補正はまぁまぁだったようだ。
で、今回の改良後の回路。
またしてもまるでこの日の来ることを待っていたかのようにピッタリだ。（＾＾）
音は？
何を分かり切ったことを・・・。
圧倒的な充実感。豪快、緻密、端麗、優美、爽快、自然。名石２ＳＡ７２６Ｇなのだぞ。最高だ。（＾＾）
な～んて（＾＾；
「名器は正しく使ってこそ名器たるべし・・・」 はっ。ｍ（＿＿）ｍ
（２００３年３月３０日）
（その後の２）
２００４年正月
そり遊びに夢中になり感覚をなくした足を炬燵でかゆいかゆいと掻きながら暖めた遠い記憶・・・
が、今年は雪がない。
冬だというのに雪ではなく雨が降ったりしている。
今年の正月は穏やかで暖かい。
ので、という訳でもないのだが、この正月休みにようやくＮｏ－１６８の電源部を拵えた。
これまではＮｏ－１２８用の電源を使い回していたのである。ようやくＮｏ－１６８用に専用の電源を奮発したのだ。両者は基本的に同じものだから、要するに電源部の増設。
それが下。
左上が上から見た電源の全景。って、何も目新しいことはない。（＾＾；
トランスは真ん中上のテクニカルサンヨー「ＴＫ－Ｐ１」である。ちなみにその下にあるのがＮｏ－１２８用電源の「ＴＫＰ－１」。
同じものだが、自作派としては添付シールは下の回路配線図の書いてある方にして貰った方がありがたい。引き出し線はダイエー電線でその方向もＫ式どおりという嬉しいものなのだが、時にその引き出し線の色が変わったりするものだから上のシールでは色の組合せを自分でテスターで確認しなければならない。
整流用ダイオードは何故か手元にあった ｍ（＿＿）ｍ Ａ＆Ｒ ＬａｂのＢ８Ａ０３。真空管ヒーター電源整流用途が基本的に想定されたもののようで逆耐圧は３０Ｖと低いものだ。が、Ｎｏ－１６８用途にもマッチする。逆耐圧が低いものの方が順電圧も低いのか、これで整流すると整流後Ｂ電圧はＣＤラインアンプ１台に供給時で±２８．５Ｖ程度になる。
フィルターコンデンサーはニッケミＫＭＨ１０，０００ｕＦ３５Ｖ。ＭＣプリで当初ハムが出たこともあってオリジナルの倍の容量にしてある。その後ＭＣプリ初段の定電流回路をＦＥＴの自己バイアス型に変更してあるので、それならオリジナルどおりの４，７００ｕＦでも良いのかもしれないが試していないので不明。（＾＾；
Ｎｏ－１２８の電源を使い回していたことからＮｏ－１２８の電源も同じになっている。
さて、電源ケースをオリジナルどおりのタカチＯＳ４９－２０－３３ＢＸとする場合、側板へのＫＭＨの取り付けには注意が必要。
まず寸法自体がぎりぎりなのだが、それもあって、Ｋ先生の新単行本上巻２５ページの図２５電源左サイドパネル取り付け寸法図をケース外側から見た図と解して、さらに取り付け穴をその図のように何気に開けてしまうと痛い目に遭う。
あの図はケミコン取り付け面から見た図なのである。あの図をケース外側から見た図と解してあのような角度で穴を開けてしまうと、まず側板の表裏を逆に取り付けなければならなくなる。何故ならケミコン取り付けバンドの締め付け用ネジがそうでなければ収まらないのだ。側板は表裏に大した差はないが、差が全くない訳ではないので気になる人はこれでガッカリすることになる。
次がそのバンドを側板に取り付けるための足があの図のような角度ではまた難儀を呼ぶ。多分ヤスリでその足を削る羽目に陥るだろう。ヤスリなんて持っていない人はやむを得ず穴の開け直しだろうか・・・。
そして何故現物を当てて事前に確認しなかったのだろう、と後悔するのだ。
って、それを今回実践してしまったのが実は・・・ ＞ （＾＾；
それが写真左下の今回のＮｏ－１６８用電源のケミコン取付の様子である。実は側板の表裏が逆になっており、バンド取り付け足をヤスリで削ってようやく取り付けてあるのである。
それに対して、写真下右側は事前にきちんと現物で確認して取り付け位置を決めたＮｏ－１２８用電源のケミコン取付の姿だ。足の取り付け穴が中央にほぼ水平位置で開けられていることが分かるだろう。これだと何も難儀がない。
前回はきちんと事前に現物を当てて確認して難儀なく取り付けたにもかかわらず、今回はそれを忘れて安易に穴開けしたがために難儀してしまったのだった。
次回にまた忘れないようにここにメモしておこう。
教訓。現物確認、現物合わせ。
さて、上で改良したＮｏ－１６８のオリジナルにはない我が２段目トランジスタバージョンのＣＤラインアンプである。
すでにまた多少の変更を行っている。実は上の改良後、やや問題を抱えていたのだ。
何か？と言うと、出力のオフセットとドリフトだ。
完全対称型になってからこのオフセットとドリフトには手こずらされている。＞（＾＾；
真空管プリの方はＡＯＣが導入されてこの問題は解決済みだ。し、半導体プリでは何ら対策を施さなくてもオフセットやドリフトは問題にならないレベルに収まる。と言うのが公式見解なのだ。が、私の場合製作スキルが不足しているためか、完全対称型プリでは簡単な筈のフラットアンプで大きなオフセットやドリフトの発生に難儀させられているのだ。下手＞（＾＾；；
この我が２段目トランジスタバージョンのＣＤラインアンプも、改良後、ボリュームＭＡＸの５０ｋΩの位置では数百ｍＶものオフセットやドリフトが発生するようになってしまったのである。
と、いうことがあって、幾つか小改良をして現在の回路はこうなったのだ。
先ず、初段の２ＳＫ３０ＡＴＭＧＲから高性能デュアルＦＥＴのソリトロンＦＤ１８４１への交換である。
オフセットやドリフトの原因は、初段ＦＥＴのペア選定及び熱結合に問題があるからである。
ということであれば、高精度に選別されたマッチドペアをハイブリッドに熱結合してワンパッケージに収めた高性能デュアルＦＥＴを導入すれば解消できるだろうという訳である。そしてこれとＫ３０の場合を比べてみれば自分のペア選定と熱結合スキルのレベルも明らかになるだろう（＾＾；。という思いも籠もっての思い切ったＦＤ１８４１の導入なのだ。
問題はＦＤ１８４１があるか、ということなのだが、いつものどらえもんのポケットをぐりぐりと探ったところ、おお！Ｉｄｓｓ＝１．６１ｍＡと１．６５ｍＡのＦＤ１８４１が出てきた。
初段の動作電流設定が１．３６ｍＡなのでもうちょっとＩｄｓｓが大きいのが欲しいところだが、この際とても贅沢は言えないので早速移植オペを執刀した。
結果は確かに高性能デュアルＦＥＴの効果はあることが分かった。体感としてオフセットやドリフトが１／３ぐらいに減った。
が、残念ながら劇的とは言えない。逆に自分のペア選定及び熱結合のスキルにそんなに問題があった訳でもなさそうだとも思えるのだった。
こうしてみると、やはり初段のみの問題ではなさそうだ。となると終段で殆どのゲインを稼ぎＤＣ安定度を得る上で重要な差動アンプにゲインをあまり与えない完全対称型プリフラットアンプはそもそもＤＣ安定度を得るのが難しいのではないかなぁ・・・。と思えて来るのであった。特に２段目にＴＲを起用した場合、わざわざゲインを殺すために電流帰還用エミッタ抵抗の挿入が必要となって、これが２段目の折角の差動動作の効能を弱めてしまうし・・・。
で、次に初段定電流回路のエミッタ抵抗＝電流値設定抵抗を２．２ｋΩから２．４ｋΩに増やした。のは、終段のアイドリング電流値を減らすため。
前の状態では終段プラス側Ｃ９６０には７．８ｍＡ、マイナス側Ｃ９６０には９ｍＡ程度のアイドリング電流が流れており、ＴＲはかなり熱くなる。しかも上下で電流値が異なることから熱さも異なり、これがかなりドリフトの発生に影響しているように感じるのである。また、より本質的には、ここに使ったＣ９６０はいにしえの範疇のＣ９６０のようだから、そもそもの出力インピーダンスが低そうだし、それも考えるとアーリー効果特性からしても適正な範囲で可能な限り動作電流は小さくしておいた方が妥当のように思えるのである。
で、そのためには２段目差動アンプの共通エミッタ抵抗を増やして対処しても良い訳だが、ちょうどその辺の値のススムは切れているし、Ｉｄｓｓ＝１．６１ｍＡと１．６５ｍＡのＦＤ１８４１には初段の動作電流値も減らした方が気分が良い、ということもあってこうしたのである。
この結果、終段のアイドリング電流値はプラス側５．９ｍＡ、マイナス側７．１ｍＡとなったのだが、結果は、これも予想通りオフセットとドリフトの抑圧に利き、体感的にはこれがさらに１／２程度になった。
大分実用的になってきた。
が、まだ満足できるレベルではなかった。
そして最後が「但聞ドライブ」（というらしい（＾＾；）の導入である。
上の回路図の出力からマイナス電源に繋がっている２ＳＫ３０ＧＲによる定電流回路がそれなのだが、かつてＮｉｆの「はんだごて」で但聞響さんが発表されたものだ。
完全対称型は、２段目右側の動作電流分終段上下のアイドリング電流に差が生じるのが必然なのだ。ちなみにこのＴＲＣＤラインアンプでは上で記載したとおり、終段上下のアイドリング電流に１．２ｍＡの差があるが、それが即ち２段目差動アンプの右側の動作電流分の差なのである。このために終段の動作対称性等が僅かながら崩れると考えられるのである。パワーアンプのように終段のアイドリング電流が大きければそもそも問題にならないレベルだと思えるのだが、プリアンプではちょっと悩ましいところなのだ。
そこで、その２段目差動アンプの右側の動作電流を定電流回路で抜いてやることにより終段上下の動作点を揃えて動作対称性を高めようというのが「但聞ドライブ」の趣旨だ。
この程度は問題がない。と言われればそうだろうとも思えるのだが、Ｎｏ－１６８シミュレーションその２でやはり多少の影響があることと、その影響を廃し動作対称性を確保する上で「但聞ドライブ」には効果があることが明らかなので導入することにしたのだ。
また、これを取り付ければ終段ＴＲのアイドリング電流は一致するから終段ＴＲの発熱も上下で同じ状態になるのである。その結果出力のドリフトも減るだろう、というのも重要な思惑なのだ。
回路はＦＥＴ１個と抵抗１個の簡単なものだから、上手く基盤上に追加できた。写真右上のＦＥＴがそれである。抵抗は基盤裏側に付いている。抵抗値は勿論２段目右側の電流値と一致するよう現物合わせで決定する。
結果。まずオフセットやドリフトだが、これもまた期待通り。大分減少してようやく実用範囲に収まるようになった。（＾＾）
勿論常時ボリュームＭＡＸ状態では我がゲイン４０倍のパワーアンプのＤＣ保護回路の許容値±１５ｍＶには収まらないが、通常聴取の音量位置を超えるボリュームセンター位置なら十分許容範囲に収まる。「但聞ドライブ」の導入によって終段のアンバランスが解消されたことだけでなく、導入前には終段のアンバランスを補正するために初段、２段目もアンバランスになっていたものが、その必要がなくなった結果初段、２段目についてもバランスが良くなったということもあるのではないだろうか。そんな感じがするオフセットとドリフトの減少具合だ。
さらに「但聞ドライブ」導入で音はどのように変わるのか？が興味深いところだろう。Ｎｏ－１６８シミュレーションその２で見られたとおり対称性は間違いなく良くなるのだ。
が、あれはオープンゲインでの状態であり４０ｄＢものＮＦＢを掛けた後ではその違いの痕跡も現れないだろう。まして音の差などあるはずがない。というのも現実的で説得力のある意見だ。
やはりこの辺は耳の優れた人に判定を任せるのが妥当だろう。
という訳で、この点についてはＭ－ＮＡＯさんが例の「あれ？」で近々明らかにしてくれるであろう。 えっ、もうしてる？（謎）（＾＾；
と、「但聞ドライブ」の音的効果についてはＭ－ＮＡＯさんにお任せすることにして、新しい電源を繋いで我がＴＲ式ＣＤラインアンプで早速ＣＤを聴いてみる。
ＦＤ１８４１まで導入してしまい、すっかりいにしえの名石だらけの豪勢なＣＤラインアンプになってしまったが・・・
こういうあからさまな音は好きである。良い。（＾＾）
半導体は超高分解能とＫ先生が新単行本に書かれているが、全くに明るく晴れ上がっていてくまなく見通せる音だ。
ソースが悪いととっても悪いがソースが良いと引き込まれるようにとっても良い。 ん、当たり前か（＾＾；
まっ、このＣＤラインアンプからこれ以上の音を出すには、ソースの音がもっと良くならないと駄目だな、こりゃ。
-7.jpg)
な～んて。大言壮語は正月に免じてお許し願いたく（＾＾；
（２００４年１月４日）
（その後の３）
たまたまＭＪのバックナンバーを見ていたのだが、そこでまたＮｏ－１１４を読んでしまったのがまずかった。と言うか良かったと言うか・・・（＾＾；
「ＦＥＴ定電流はＤＣアンプが誕生した時から繰り返し実験し、実験のたびに敗北感を味わってきた。ＦＥＴ定電流は音がか細く、弱々しく伸びやアタックの足りないエネルギーに乏しい音なのだ。勿論ＦＥＴによっても音が違う。色々交換してみても、Ｔｒ式定電流にかなうものは何一つ見つからない。最近急速にアンプが進化しているので、今度はどうかと思い挑戦してみたが、またしても駄目だった。ｇｍが手頃な値で、電極間容量が比較的少ない２ＳＫ３０では、音色が全体的に暗くなり、コントラストが弱く、詰まった音になり、音楽が圧縮されてしまう。抵抗やダイオードがなくなった効果は何ひとつ聴こえない。この音はモールド型ＦＥＴの宿命ではないかと考え、古いメタルキャンＦＥＴ２ＳＫ１５を入れてみたが、がさがさの味気ない音になり、とても音楽用アンプには使えなかった。元のＴｒ式定電流に戻してほっとして音楽を聴いたが、ＦＥＴの音に改めて疑問を感じざるを得ない結果だった。ＦＥＴはどうしてもＴｒでは代用できないアンプの初段に限って使うのが正しい使い方だろう。」
う～ん、これはＡＬＬ－ＦＥＴ登場前のＧＯＡ時代のもので、完全対称型の場合は当てはまらないことだろう・・・
とは思うのだが、ＭＣプリのイコライザー初段の定電流をＦＥＴ定電流にしたことについて、久しぶりにこれを読んではやはり心の動揺を隠せないのだった。（＾＾；
で、Ｔｒ式定電流に戻してハムが出ないような方法はないものか・・・
と考えて、またしてもドラえもんのポケットから探し当てたものが右である。
「銀帯」だ。
「銀帯」といっても最近の方は分からないだろうが、いにしえからのＤＣアンプファンの方々は良くご承知の、東芝のツェナーダイオード０５Ｚ６．２Ｙである。
新品だ。よくこんなものが残っていたものだ。カソードを示す帯の色が写真の如く銀色なので「銀帯」というのだが。東芝のこの外形の５００ｍＷのツェナーダイオードシリーズは年代順に「銀帯」から「黒帯」、「青帯」と帯の色が変わり、名称も「青帯」の頃は０５ＡＺとなっていた。今はその「青帯」すらディスコンなのだが、この中で一番古い「銀帯」は突出してノイズが少ないことで知られたものなのだ。
ハムとノイズは違う。と、まぁそれはそうなのだが、問題なのは今ひとつ。Ｋ先生の「最新オーディオＤＣアンプ」の資料編にあるとおり、０５Ｚ６．２の動作抵抗Ｒｄ（Ｉｚ＝５ｍＡ）は５Ω(typ.)～１５Ω（max.)なのである。ちなみにＨＺ６Ｃ２はこれが４０Ω（max.)だ。この動作抵抗の違いにちょっと期待してみようか。と考えたのである。
Ｔｒ型定電流でのハム混入のルートがイコライザー初段の定電流回路のＴＲのベースであるとするなら、ハム抑圧効果においてその電位を規定するツェナーダイオードの動作抵抗が低ければ低いほど良い筈だ。電源のフィルターコンデンサーの容量をオリジナルの倍の１０，０００ｕＦとしてあるし、案外大丈夫なのではなかろうか・・・、という淡い期待を込めて・・・
早速また移植オペを執刀した。
結果、・・・うおぉ～お！ これまでの２ＳＫ２４６による定電流の場合と同様ハムが出ない。よ～しぃゃ。＼(^o^)／＼(^o^)／
なんともありがたい結果であった。こいつは春から縁起が良～い（＾＾）
というわけで、我がＮｏ－１６８ＭＣプリアンプの回路は下のとおり、ほぼオリジナルどおりのものに戻ったのである。
問題の音だが、・・・やはりＣ１４００はオールマイティですよね。
ところでこちらには「但聞ドライブ」は導入しないのか？
基盤スペースが一杯で載せることはちと困難（＾＾；
（２００４年１月１０日）
（その後の４）
我がＮｏ－１６８ＣＤラインアンプ。
これもその後やや変更があって、現在下の回路図のようになっている。
今回もまた２段目カスコード化か「但聞ドライブ」がネタだろう・・・と思われたかもしれないのだが、実は我がＮｏ－１６８ＣＤラインアンプは現在もオリジナルどおりに２段目にはカスコードを入れておらず、「但聞ドライブ」も導入していない。
もともと所要の進が切れたこともあって、初段のドレイン負荷抵抗１．８ｋΩのところを２ｋΩで、ステップ位相補正の１．２ｋΩを１ｋΩで代用し、２ＳＣ１７７５Ａに代えて２ＳＣ１４００を起用しているなどの違いがあるのだが、その後の変更点は２段目共通ソース抵抗を４．３ｋΩと大きくし終段２ＳＣ９６０のアイドリング電流を少な目の５ｍＡ台に設定している点のみなのである。
動作対称性を理想的にするためには２段目差動アンプにはカスコードを入れるべきだとか、「但聞ドライブ」には効果があるとか、あれだけ言っておきながら何でこれには導入しないのだ！
と、我ながら思うのだが・・・（爆）
実は、これに関しては「それはやめておいたほうが良い。」とＰＳｐｉｃｅ（評価版）シミュレーターが予言するもので・・・（＾＾；
早速我がＦＥＴ版Ｎｏ－１６８ＣＤラインアンプのモデルである。
２段目差動アンプの共通ソース抵抗が３ｋΩと実機に比してかなり低いが、これは素子のばらつきでＰＳｐｉｃｅ（評価版）モデルの方はこれで終段２ＳＣ９６０のアイドリング電流が５ｍＡ程度になる。
オープンゲイン時の電圧利得・位相特性を観る。
負荷はパラメトリックに１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩである。
動作点を確認しておく。
う～ん。ぎりぎりだ。が、まぁまぁだ。（＾＾；
オープンゲインが０ｄＢに沈む１３ＭＨｚ付近のポイントにおける位相回転は－１３５°程度になっている。
実機の方は全く安定に働いているから、現実はオープンゲインが０ｄＢに沈む周波数がもう少し低いのかもしれないし、あるいはこれでも位相余裕的に発振まで至らないレベルなのかも知れない。が、－１２０°を超えているのだからやはりぎりぎりというべきだろう。が、それ以下の周波数帯域ではステップによる位相回転も含め－１２０°以内に収まっているし、まぁまぁだ。
問題は、２段目にカスコード回路を付加した場合の電圧利得・位相特性なのだが。
この場合の動作点。
よく見ると分かるのだが、５ＭＨｚ付近まではカスコードの効果かやや電圧利得特性が伸びているのに、それ以上の周波数において利得の減衰カーブがきつくなっている。位相特性の方は何故か数百ｋＨｚでの位相回転が大きく、数ＭＨｚにおける回転戻りのピーク周波数も低く、かつ位相の再回転も速くなってしまっている。結果電圧利得が０ｄＢに沈むポイントにおける位相回転は－１８０°に達してしまった。
これは、この回路ではＮＦＢを掛けるとボリュームを絞りきった状態では（クローズドゲイン０ｄＢ＝１倍、ボルテージフォロア状態時）発振することを予言するものである。
ふ～む。カスコードアンプのために追加した素子が超高域（ＭＨｚ領域）における時定数の増加をもたらすのだろうか。どうにも上手くない。
こうしてみるとカスコードも良いことばかりではない。ということになる。ものごとは得失が表裏一体だ。したがって何事も得失を見極める眼力が必要なわけで、Ｋ先生がプリアンプのフラットアンプでは２段目差動アンプにカスコードを付加されないのはこの辺にも理由があるのかも知れないなぁ。
ステップ位相補正の設定で何とかならないか努力してみる。
負荷を１ｋΩに固定して、先ずはステップ位相補正の抵抗Ｒ６の増減がどのような効果を生じるのかを観てみよう。Ｃ１は２７０ｐのまま、Ｒ６をパラメトリックに２５０Ω、５００Ω、１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩと変化させた場合である。
凡例左からＲ６＝２５０Ω、５００Ω、１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩである。
①Ｒが小さいほどに高域での利得減衰が早い。
②位相回転もＲが小さいほどに早まってしまう。
③ただし、Ｒが小さい方が位相回転の戻り効果も大きく５ＭＨｚ超の帯域では利得減衰の早さの順番が逆転しＲが大きい方が位相回転が速くなる。
ということが分かる。
これだと総合的にみてＲ６＝２５０として、いち早く電圧ゲインを０ｄＢ以下に沈めるのが良さそうだ。といったところか。
次にＲ６を２５０Ωとして、今度はＣ１を７５ｐＦ、１５０ｐＦ、３００ｐＦ、６００ｐＦ、１２００ｐＦと変化させてステップ位相補正のコンデンサーＣ１の増減がどのような効果を生じるのかを観てみる。
凡例左からＣ１＝７５ｐＦ、１５０ｐＦ、３００ｐＦ、６００ｐＦ、１２００ｐＦである。
①Ｃは大きいほどに利得減衰開始周波数が低くなる。が、減衰カーブはＣが小さい方が急になる。
②位相回転はＣが大きいほど低域側で始まるが、位相が戻り始める周波数も低く、高域での位相回転はＣが大きいほど遅くなるという逆転現象が生じる。
この結果からすると、Ｃ１は６００ｐＦや１２００ｐＦが妥当だという結果になる。
以上の結果からＲ６＝２５０Ω、Ｃ１＝１２００ｐＦとしてやってみよう。
負荷は元に戻ってパラメトリックに１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩである。
利得が０ｄＢに沈むポイントが５ＭＨｚ付近と下がって、そのポイントにおける位相回転も－１２５°程度に収まった。
が、ステップ位相補正による低域側の位相回転が大きくなり、特に負荷の大きい３６ｋΩや６４ｋΩ時は２００ｋＨｚ付近で位相回転が－１５０°に近づいてしまう。実機ではボリュームは最大５０ｋΩであるからその際のクローズドゲインは５１倍≒３４ｄＢとなるので、負荷３２ｋΩと６４ｋΩの場合の利得グラフと縦軸３４ｄＢの交点における位相回転をみると、ちょうどその－１５０°に近づく辺りである。
だからこの場合、今度はＮＦＢを掛けるとボリュームを最大にした付近で発振するかもしれない。
まぁ、この程度なら案外発振には至らないのかもしれないのだが、ステップ位相補正に１２００ｐＦもの容量を用いるのもなんだなぁ、という感じであるし・・・。
と、この場合２段目差動アンプにカスコードを付加するとどうもよろしくないのである。
と、まぁこういうことがあって色々シミュレーションしてみたのだが、完全対称型プリのフラットアンプにおいては２段目差動アンプにカスコードを付加した場合、以上のような高域での位相回転の変化は普遍的なことのようなのである。
例えば、オリジナルのＮｏ－１６８ＣＤラインアンプ。我がＮｏ－１６８ＭＣプリアンプのフラットアンプはまさにこれなのだが・・・。
念のため各部の動作点を表示しておく。
この結果はすでにどこかで表示したと思うのだが、オープンゲインが０ｄＢに沈むポイントでの位相回転は－１３０°弱で、そのポイント以下の周波数での位相回転はすべからく－１２０°以内と、さすがにＫ先生のセッティングは見事である。
ところがこれに２段目カスコードを付加してしまうと、
動作点はこうだが・・・、
結果はこのとおり。
オープンゲインが０ｄＢに沈むのは同じく１０ＭＨｚ付近だが、そのポイントでの位相回転は－１７０°に達してしまう。これではＮＦＢを掛けるとボリュームＭｉｎで発振は避けられない。
おいおい。それじゃ我がＴＲ版ＣＤラインアンプは２段目にカスコードを付加していて大丈夫なのか？ となるわけだが・・・
動作点。
オープンゲインが０ｄＢに沈むのは１３～１４ＭＨｚ付近でそのポイントにおける位相回転は－１３５°程度と、我がＮｏ－１６８ＣＤラインアンプと同程度のギリギリの範囲に収まっている。ステップによる３００ｋＨｚ付近の位相回転も－１３０°以内だ。
ギリギリだが我がＴＲ版ＣＤラインアンプはカスコード付きでも安定の範囲に収まっていたようだ。
あ～よかった（＾＾；
が、この場合でも２段目カスコードを外してみると・・・
動作点
やはり高域での位相回転は緩やかになっている。オープンゲインが０ｄＢに沈むポイントでの位相回転は－１２０°以内だしステップによる３００ｋＨｚにおける位相回転も最大－１２０°だ。これは全く素晴らしい位相補正のセッティングだ、ということになる。
やはり、位相安定度確保の観点からすると２段目カスコードはない方がずっと楽なのである。
というわけで、我がＮｏ－１６８ＣＤラインアンプの２段目にカスコード回路を付加するのは止めたのである。
本当にシミュレーターが言うとおりなのかは実験してみないと分からないのだが、実験のために基盤を作り直すのも何だし、その結果予想通り発振したというのではやはり気が滅入ってしまう。だから、実験も保留だ。というわけである。
こうしてみると、Ｎｏ－１２８（？）で初めて完全対称型プリのフラットアンプを製作したときに随分発振に悩まされ、完全対称型とは随分と難しいと感じたのは、間違いではなかったのだ。それはもちろん完全対称型という回路型式によるものではない。ゲインコントロール方式で１００％ＮＦＢ＝ボルテージフォロアをステップ位相補正で実現しようとするものだから難しいのだ。
ステップ位相補正の定数決定はカットアンドトライ、何も分からずカスコードを付けてみたりで、ある時はボリュームｍｉｎで発振し、定数を変えボリュームｍｉｎ．で発振しなくなったと思ったら今度はボリュームｍａｘ．で発振したりと、あのとき非常に難儀したのは当然だったのだ。あのときにこのＰＳｐｉｃｅ（評価版）があればそんな難儀もせずにすんだのだろうが、まぁ、なかったのだからしょうがない。（＾＾；
２段目カスコード化はそういうことで中止したのだが、では「但聞ドライブ」だけでも導入しようではないか。幸い基盤にも載せるスペースがあるし、配線も上手く行きそうだからちょっとした改良作業で簡単に実装できそうだ。
と思ったのだが、またしてもシミュレーターが「それもやめておいた方がよい。」と言うのである。（＾＾；
なに～？ そんなはずはないだろう！
と思うのだが、まずはこれがＮｏ－１６８ＣＤラインアンプの２段目にカスコードを導入した回路。勿論「但聞ドライブ」で２段目右側の動作電流を抜いている。負荷はパラメトリックに１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩとこれまでと同じである。
終段２ＳＣ９５９のエミッタ出力電流を電流マグニチュードプローブで測定することにより、オープンゲイン動作時の回路の動作対称性を検証しようというものだ。
入力は１Ｖａｃだから、その測定値は即ち２ＳＣ９５９出力までの回路ｇｍを表す。
凡例左からそれぞれ上側と下側のＣ９５９エミッタ出力点の負荷１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩの場合のｇｍ値であるが、今回はそのｇｍの数値と言うより上側と下側のｇｍの一致度が問題なのだ。
負荷が小さい方がｇｍは大きいことが分かるが、問題の上下のｇｍの一致度はさすが「但聞ドライブ」の効果だ。どの負荷値でも上下が良く一致している。
この結果からこの回路の動作対称度は、周波数が高くなるほどに、そして負荷が大きいほどに破綻していくことが分かるが、「
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